关于单相交流异步电机调速的一点思考，请各位大侠不吝赐教

sadate

众所周知，单相交流异步电机调速的方法无外乎以下几种：
      （1）变频调速；
      （2）变极调速；
　　（3）抽头调速；
　　（4）降压调速。

变频调速：
　　顾名思义， 就是改变交流电的频率，应该是最佳的调速方式，缺点都是成本较高，电路复杂；

变极调速：
　　在单相电机中，有倍极调速和非倍极调速之分。倍极调速电机一般定子上只有一套绕组，用改变绕组端部联接方法获得不同的极对数以达到调整旋转磁场的转速。在极数比较大的变极调速中，定子槽中安放两套不同极数的独立绕组，实际上相当于两台不同极数的单速电机的组合，其原理和性能与一般单相异步电机一样

抽头调速:
　　电动机在调速范围不大时，普遍采用定子绕组抽头调速。此时定子槽中放置有主绕组、副绕组及调速绕组，通过改变调速绕组与主、副绕组的联接方式，调整气隙磁场大小及椭圆度来实现调速的目的。
　　一般电容运转单相电机，主绕组与副绕组嵌在不同的槽中，绕组与铁芯间由聚酯纤维无纺布（DMDM 或 DMD）隔开，其在空间一般相差 90 度电角度，且副绕组通过串联一个工作电容器后与主绕组并接于电源。当电机通电后，主绕组与副绕组在气隙中共同形成一个有方向有幅值强度的旋转磁场。其方向与主、副绕组所处的空间位置等有关，它决定了电机的转向；其幅值强度则与主副绕组的参数设计有关，它决定了电机输出力矩的大小。该旋转磁场与转子鼠笼转子相互作用，使电动机按一定的方向旋转。若调换主副绕组的空间位置，则旋转磁场的旋转方向会相反，该反方向的旋转磁场与转子相互作用，使电动机的转向也会相反。
　　抽头调速可分为 T 型抽头调速和 L 型抽头调速。L 型抽头调速又可分为主绕组抽头 L-1 型和副绕组抽头 L-2 型。目前最常用的是 T 型抽头调速和副绕组抽头 L-2 型调速。原理线路图见下
　

                               
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　　T 型抽头调速优点：中、低档运行绕组温升低；缺点：电机高档效率低，主绕组易形成匝间短路（见企业技术标准 13 设计案例的 DC03.043-001 “YDK29-8E 电机匝间短路案例分析”）。
　　L 型抽头调速优点：电机高档效力高，绕组不易形成匝间短路；缺点：中、低档运行绕组温升高。
　　不论哪种调速，都各有优缺点，选用哪种除要考虑设计时要达到哪个结果，还要考虑电机的经济性，一般 L 型较经济）。
降压调速：
      降压调速方法很多，如串联电抗器（吊扇）、串联电容、自耦变压器和串连可控硅调压调速。空调中最常用的调压调速是可控硅（塑封）调压调速。
　　可控硅调速是改变可控硅导通角的方法，改变电动机端电压的波形，从而改变了电动机的端电压的有效值。

那么问题来了，众多周知， 可控硅对感性负载调速并不理想，低速时容易发生震动，且由于导通角切割正弦波形形成高次谐波导致电网干扰污染。

除了可控硅斩波调速之外，还有一条路，就是MOS管高频交流斩波，由于高速的PWM斩波，形成的纹波可以轻松地通过阻容滤除，
就像网上的这篇文章提到的：单相PWM交流调压电路设计


对于交流调压有多重方案，变压器调压，可控硅斩波调压，还有MOS斩波调压。
这次主要说MOS斩波调压
下面是电路

                               
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大家可以看到电路并不复杂，这只是执行电路，如果需要更高级应用，自行设计。
一.IN220V端子输入单相交流电，电压使整流全桥导通，但是场效应管不导通的话不构成回路。因此OUT220V没有输出

二.如果MOS管一直导通则全桥就一直有电流流过，OUT220V就会有交流输出。
三.如果MOS管输入PWM信号，则会对正弦进行斩波，实现调压，波形图
  

                               
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在这里有几点说明
1.MOS选型电压要大于交流电压二倍。
2.控制电路地最好和数字地隔离。
3.斩波脉冲频率别太大，50hz交流电最大1500HZ斩波，否则占空比控制比较麻烦。
4.此电路只能控制阻性负载。
大概应用范围：
1.电阻丝温度
2.LED恒流源电压
3.白炽灯灯光亮度


现在的问题是，如何改造这个电路，使之能用于交流感性负载（单相交流异步电机），主要是如何为感性负载提供续流通风道，如何选择MOS管的型号等等

之前在私信里请教了邓穿石大侠，他的意见是这样的：
我技术有限，不一定能帮到什么。或许你可以在学习板块发帖，和大伙一起讨论，应该能有更好的见解。
我认为对于感性负载的交流调速，用场效应管交流斩波，并没有比可控硅方案更好，不会有更高的效率和更低的干扰，调速范围也基本一样的小。
看了你给的文章，要改到适合感性负载，起码要注意电机的启动电流巨大的特性选择足够大电流的MOS，和对每个半波进行斩波的感性负载需要连续电流通道的问题应该是电机要并联电容，和感性负载因斩波产生的高压要求MOS要更高的耐压。我没有具体的经验，只能想到这些了。实际的制作应该有更多的问题需要解决。
如果你是自己自用的DIY，建议找二手的变频机器。如果是开发研究，我的水平就远远不足了。

非常感谢邓大侠的中肯建议，所以将帖子发到坛子里，大家可以一起讨论，共同学习，共同提高。希望坛子里的大侠们不吝赐教各自的高见，谢谢了。

fengwx2008fe

我见过一种调功器:tongue:可控硅导通或关断全正弦波可以转速反馈调节速度当然也有缺点

邓穿石

补充一点意见吧
个人认为对于50HZ的交流电，用可控硅是粗糙的切割，用MOS是细致的切割，目的是达到“调压”，调整了交流电的"平均电压"
基本的原理是差不多的，所以期望MOS的电路改善可控硅调速的缺点，效果不会太明显。

简燕

这个MOS管高频斩波调压电路,改造成适合于感性负载的应用,不太现实.这不是简单续流的问题,原电路是个能量单向传递的电路,它无法把感性负载的无功能量送回电网.

文中所说的给电机并电容,提供续流回路,在原理上是可行的,更通俗一点的说法是用电容补偿感应电机的功率因数,把它调整为功率因数为1的阻性负载,这样,这个斩波电路就能工作了.但实际应用中,把电机功率因数准确补偿到1很困难,况且,运行中的感应电机,其功率因数不是个固定值,动态补偿更加繁琐.

如果是应用调速电路,最好是买一个变频器,有专门针对单相电容移相感应电机的变频器,连运行电容都不需要.

如果是学习,我们可以DIY一个变频器,这比改造上述的高频斩波模块还简单.

sadate

简燕 发表于 2019-7-2 21:57
这个MOS管高频斩波调压电路,改造成适合于感性负载的应用,不太现实.这不是简单续流的问题,原电路是个能量单 ...

在一份资料里看见了这样的免去复杂控制电路的自然续流电路：

交流斩波是实现市电调压变换的一种最好的技术形式，当交流斩波后所接负载是电感性时，由于感抗的作用，就必须要在斩波开关关断时进行续流。目前采取的续流方案是，均是采用在交流斩波开关后并联连接承担续流作用的电子开关的结构形式来实现续流；就是说，无论斩波开关电路的具体结构如何，都必不可少的要在斩波开关I后的电路上并接续流开关2 ;斩波开关和续流开关都是采用IGBT开关元件，IGBT开关元件的开通和关断需要时间，而为了防止续流开关2导通可能造成对斩波后电路的短路，必需对斩波电子开关和续流电子开关的控制信号进行非常精确的控制，而且还必须在斩波电子开关关断时刻和续流电子开关开通时刻之间设置一个间隔时间，俗称“死区时间”，有了“死区时间”，所以会造成在斩波电子开关在关断时的续流不及时，而且由于需要设置“死区时间”，使得交流斩波的频率进一步提高受到了限制。在进行三相交流斩波时，还需要对斩波电子开关和续流电子开关的控制信号的相位进行更为精确和复杂的控制。




我们提出了一种自然续流的交流斩波主电路结构，其特征是，包括与单相电路或三相电路连接的交流斩波主电路和感性负载，交流斩波主电路包括斩波开关元件组件、电感线圈L1、L2、二极管D1、D2以及电容C，电感线圈L1、L2和二极管D1、D2的连接形成了一顺时针方向的环流回路，这环流回路实现了在斩波开关元件关断时两电感线圈中斩波电流的自然续流。


本电路克服现今交流斩波主电路结构的不足，提供了一种不需要专设续流开关元件，而能实现自然续流的交流斩波主电路结构，本发明的主电路结构由两只电感线圈和两只二极管的连接实现自然续流的环路，实现了在斩波电子开关关断瞬间就进行的及时续流，是不需要任何控制的自然续流的交流斩波主电路结构。

本电路的有益效果是:
(1)、由于实现了自然续流，从而使斩波开关关断时的续流得以及时，比采用专设续流开关元件的续流的效果更好。   

(2)、斩波主电路的结构更为简单，对比与此前的技术，本电路节省了担任续流作用的电子开关元件，提高了斩波电路工作的可靠性。

   

(3)、由于负载上不再有电流突变截止的状况，负载上的交流电压波形已很接近于正弦波了。因此可以应用由于任何性质负载的交流斩波调压，生产出通用的交流斩波器。

   

(4)、采用本电路可以生产出输出电流可大范围调整的低压大电流发生装置。

   

(5)、采用本电路还可以生产出具有自动稳压功能的交、直流电源。

简燕

sadate 发表于 2019-7-3 09:34
在一份资料里看见了这样的免去复杂控制电路的自然续流电路：

交流斩波是实现市电调压变换的一种最好的技 ...

续流的对象,是感性负载,而不是电源输出端的LC滤波器.

对于电机这类感性负载,高频斩波输出端的LC滤波器有则更好,没有也行.如果觉得这个L闹心,去掉就是了.去掉之后,续流问题依然存在.

简燕

电路拓扑示意图

我画了一张电路结构示意图.

图一是楼主原文的斩波电路.双向电子开关,既可以用二极管全桥+MOSFET,也可以直接用两个MOSFET反向串联.这里使用的是两管反向串联的结构.用IGBT也可以,但必须有续流二极管.
图二是常用的单相逆变(变频)拓扑,本质是一个DC->AC的逆变器.
图三是AC->AC逆变器拓扑.

图一,两个管子,一路信号驱动,但是在关断期间,没有续流通道,所以不能驱动非纯阻性负载.如果强行带电机,即使管子耐压很高不被击穿,电机两端的电压也不再是工频正弦波,电机不能正常工作.

图二,在上下桥臂都关断的死区时期,靠二极管续流,将电机的无功电流回馈到电容C1.由于有D6这个整流二极管,电机的无功电流不能回到电网V3,所以有一个Q5和R1.在C1电压超过限值的情况下,Q5导通,将能量消耗在R1上,确保整个电路不被高压击穿.H桥的驱动信号,如果用双极性调制,需要一路,如果用单极性倍频,需要两路.这个电路,是一个单向电源.电网V3只输出功率,电机K1的无功电流无法回到电网V3,只能靠C1缓冲或者R1消耗.在成品变频器上,R1就是外接的制动电阻.

图三,是AC->AC的逆变拓扑.其驱动信号时序相当啰嗦.即使不变频,只变压,也需要四路信号,分别驱动8个管子,且驱动信号的时序,与电网V4瞬时值有关,与负载K3电流瞬时方向相关.这是个双向电源,电网V4既能输出能量驱动电机K3,也能吸收来自电机的无功电流.

sadate

简燕 发表于 2019-7-3 14:24
我画了一张电路结构示意图.

图一是楼主原文的斩波电路.双向电子开关,既可以用二极管全桥+MOSFET,也可以直 ...

非常感谢大侠的悉心指教，那么如下的图：


T2和T3必须互补式导通(它们之间需要死区，否则一旦T1,T2,T3同时导通就相当于短路交流电源了)正半周时，T2和T1同步通断，T3则和T1/T2互补式通断，在T1关断时为感性负载续流，反之，负半周时，T3和T1同步通断，T2则和T1/T3互补式通断，在T1关断时为感性负载续流，T1,T2和T3同时关断的死区时刻，由电容为感性负载提供缓冲吸收，这样的电路是否就合理了呢？

简燕

sadate 发表于 2019-7-3 23:37
非常感谢大侠的悉心指教，那么如下的图：

在交流电环境下,感性负载两端的电压与电流,存在反向的时刻.T2,T3的驱动时序,不仅要考虑Uln的极性,还要考虑Irl的方向.

把负载两端的电压,电流波形,以及三个管子的驱动时序图画出来,会看得比较清楚.

例如,负载Rl的电流,滞后电压30度.那么,在市电正弦波0-30度这期间,虽然电压是正向,但负载上的电流是反向的.T1一如既往的高频斩波,T2和T3的开关时序就很困惑,开也不是,关也不行.

sadate

简燕 发表于 2019-7-4 11:51
在交流电环境下,感性负载两端的电压与电流,存在反向的时刻.T2,T3的驱动时序,不仅要考虑Uln的极性,还要考虑 ...

那这段输入电压和输出电流之间的相位差的时间内该如何安排时序呢？多谢大侠费心指教了

简燕

sadate 发表于 2019-7-4 20:55
那这段输入电压和输出电流之间的相位差的时间内该如何安排时序呢？多谢大侠费心指教了 ...

我认为这个电路不能正常工作,原因如下:
T1高频斩波期间,为了RL获得正弦波工作电压,T2必须与T1高频PWM同步导通,或者与电网电压Uln同频同象限导通.然而此时,负载RL电流却是反向的,T2不能被倒灌电流,因此,T3必须在T2导通的时候,也导通,RL的反向电流才有通道.T2,T3同时导通,会导致电源短路.
这只是个粗略的估计,并没有仔细研究,如有错误,欢迎指正.

sadate

简燕 发表于 2019-7-5 14:56
我认为这个电路不能正常工作,原因如下:
T1高频斩波期间,为了RL获得正弦波工作电压,T2必须与T1高频PWM同步 ...

那请问大侠，如果改成如左图的接法和下图的时序如何？

在输入电压和输出电流极性不同的时候，T1选择不斩波，直接输出（此时T2,T3全部关断），
极性相同的时候T1才斩波（T2和T3此时才分别选择在负半周和正半周时导通用于给感性负载续流）
当然如果输入电压和输出电流的相位差很大时，会限制T1斩波的时长（影响对输出电压的调节），
这可以通过给负载并联电容纠正减小这种相位差

简燕

sadate 发表于 2019-7-5 20:33
那请问大侠，如果改成如左图的接法和下图的时序如何？

在输入电压和输出电流极性不同的时候，T1选择不斩 ...

我觉得这个时序还是存在一些问题,上图我用蓝色标出来的地方.为了保障负载不断流,T1与T2,T3的交叉时序,是负死区,这对于"电流源"性质的负载,是正确的,但是,对于"电压源"性质的电网,却是错误的.

这个电路,如果双向开关T1不用全桥二极管的形式,而用背靠背功率管,那么,与我前面发的图三,是同一个拓扑,驱动时序不同.这两个电路图的区别,就是图三能够处理输入输出不同相的情况,你发的图,只处理输入输出同相位的情况,所以可以只用一个半桥,不需要全桥结构.

这个电路时序,其输出不再是正弦波,调压的效果比可控硅斩波没优势.

交流异步电机的调速,根本的方法是变频.改变电机的电压,只是改变电机的最大输出扭矩,并不是真的在调速.比如用最传统的方法,自偶变压器调压,如果交流异步电机空载,或者电机带气泵,这种调速策略就会失效.

sadate

简燕 发表于 2019-7-8 12:26
我觉得这个时序还是存在一些问题,上图我用蓝色标出来的地方.为了保障负载不断流,T1与T2,T3的交叉时序,是 ...

真的很感谢大侠无私悉心得知道，真理越辩越明，通过大侠的指导，终于明白了为什么斩波在异步交流调速上并不是一个特别好的策略，中间这么多的细节也是一个学习的过程，虽然只是业余爱好者，但了解到这些真的是感觉开了眼界，如果真心要专业从事这方面的研究，还有很多的基础知识要补，活到老，学到老，感谢感谢！