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内容简介
简单介绍了COT原理，并设计、制做、调试PL56002数控 CV/CC同步Buck电路，又在立创免费打样了铝合金外壳，为以后做功能相对完善的数控电源做准备。一定会有人说，网售现成的数控电源便宜的才六七十块钱，没必要自己做。究竟有没有必要因人而异不能强求，你喜欢就有必要，不喜欢就没必要。觉得没必要的可以止步于此，免得彼此扫兴。觉得有必要的请继续往下看，我举双手欢迎。
一、发现PL56002
五六年前对数控电源比较感兴趣，先后制做了几个数控电源。那时候对开关电源了解还不多，就想找个集成度尽量高的芯片，集成CV/CC控制并且外置基准最好了，这样MCU只需要输出两路DAC或PWM信号，分别做为CV和CC的基准就可以了。可是找了一圈也没找到，只能自己搭电路。先是用LM2596做了两款，功率偏小不说，过冲也不好控制。后来又基于TL494做了一款，效果还可以，只是元件多，环路补偿计算也比较复杂。 前阵子网上闲逛的时候找到了一款集成度很高，且适合做数控电源的芯片PL56002（其实最开始找到的是PL56001，联系厂家后被告之停产了），又有了再做个数控电源玩玩的想法。由于这款芯片不像LM2596、TL494那样经典，好多人可能没怎么接触过，所以先简单介绍一下。
二、PL56002简介
PL56002是一款固定导通时间（即Constant On Time，缩写COT）同步Buck控制器，内部集成CV/CC控制电路，输出电压3~32V，输出电压2~32V。开关频率分150kHz、300KHz、600kHz、1.2MHz四档。集成了自举NMOS驱动电路，驱动峰值电流2A左右。同时也集成了短路保护、过压保护等功能。3x3 20脚QFN封装。下图为应用示意图
电路还是相对比较简单的。外置两个NMOS，配合功率电感、输出滤波电容，组成同步整流Buck电路。因为支持两路输出，所以可以有两个输出电路采样电阻。这里简单介绍一下几个管脚： COMP：内置EA（误差放大器）输出端，外接频率补偿电路，保证电路稳定且有适当的相位裕度。 FREQ：接地开关频率为150kHz、接VDD：开关频率为300kHz。如果需要600kHz或1.2MHz，可以在VDD对地接两个分压电阻连接FREQ脚，调整分压值选择开关频率。 VADJ、IADJ：分别为CV和CC回路提供参考电压。可以外接模拟电压信号，也可以接PWM信号。信号电压如果高于2V，则会被箝位到2V。配合VREF、IREF管脚外接电容，可以完成对PWM信号的滤波。当然了，模拟信号也可以滤波。这个无须多说，看一下PL56002内部功能框图一目了然。
三、COT控制原理
很多朋友对COT可能有点陌生，并且COT有些特性和其它控制模式有些不同，所以简单介绍一下COT原理。
3.1三种常见控制方式根据反馈方式和反馈信号的种类，控制方式大体可分为电压型控制（Voltage Mode Control缩写VMC）、电流型控制（Current Mode Control缩写CMC）、迟滞模式。电压控制模式有一个变种（或者叫改进型）叫带前馈的电压型控制。电压型控制的代表为TL494。电流控制模式分为好多种，比如峰值电流型，平均电流型，电流滞环型等，其中峰值电流型应用最多，峰值电流型控制的代表为UC3842。迟滞模式细分更多，其中大部分实用价值不大，唯有COT型优点突出，近些年各大芯片厂商都在大力发展COT型电源芯片，本文中的PL56002便属于这种类型。
电压型控制把输出电压采样做为反馈信号，这也是唯一的反馈信号，也称单环控制。电流型控制把输出电压采样和电感电流做为反馈信号，也称双环控制。由于开关电源通常都有较大的输出电容，如果输入电压发生变化，输出电压的变化滞后于输出电压。电压型控制由于只把输出电压采样做为反馈信号，所以也要等到输出电压变化后才能调整占空比抑制这种变化，显得反应比较迟钝，用专业术语讲叫线性调整率较差。电流型控制的反馈信号增加了电感电流，电感电流斜率为=(Vin-Vout)/L，所以输入电压一旦变化，控制芯片立刻检测到，并调整占空比抑制这种变化对输出电压的影响，所以其线性调整率比电压型要好。顺带提一嘴，受此启发，电压型控制衍生出带电压前馈的变种，线性调整率更好。
二者的共同点是都需要误差放大器EA，且都需要补偿。电压型通常采样Type III补偿，峰值电流型通常采样Type II补偿。
从时域看，不管是Type II补偿还是Type III补偿，都含有积分环节，有积分环节意味着输出电压采样信号经过误差放大器后会产生延迟，导致动态响应变差。而COT很好的解决了这一问题。
3.2 COT控制方式COT控制方式工作原理如下图所示，输出电压采样信号与参考电压用比较器比较（注意这里是比较器而不是误差放大器），当电压采样信号低于参考电压时上管HS导通，同时启动定时器，电感L中电流按固定斜率上升，输出电压也上升。达到一个固定的导通时间后，定时器溢出，上管HS关闭，下管LS导通开始续流，电感L电流按固定下降，输出电压也下降，采样信号低于参考电压时重复上述过程。
由于（基础型）COT控制方式没有误差放大器，也不需要做环路补偿（注意，这里说的是不需要做环路补偿，没说不需要其它频率补偿），也就没有了积分环节造成的延时，所以动态响应速度优于电压型控制和电流型控制。下图为峰值电流型控制和COT型控制动态响应效果的比较。
3.3 COT需要较高ESR的输出滤波电容从前文的描述并结合图6，可见COT控制方式依赖输出电压波纹工作。这就不得不得到其一个重要特性。大家知道，理想电容是不存在的，实际的电容都有同效串联电阻（还有等效串联电感，为了简化讨论这里忽略），所以实际的电容相当于一个理想电容C和ESR串联。当电路处于稳态时，如果忽略电压波纹，输出电压近似恒定，输出电流也近似恒定。可电感电流为一个（可能含有直流成分）三角波，那三角波交流成分的绝大部分一定流过输出滤波电容。实际电容模型中的电阻ESR两端电压与电流同相位，电容模型中C两端电压滞后电流90度。也就是说输出滤波电容两端的（或者说对地的）电压波纹有两部分组成，ESR两端波纹电压与电感电流同相位，C两端波纹电压滞后电感电流90度。如果ESR较大，则其两端波纹电压占主导，输出电压波纹近似与电感电流同相。如果ESR较小，则C两端波纹电压占主导，输出电压波纹近似滞后电感电流90度。
换句话说，如果输出滤波电容ESR较大，输出电压波纹能近似代表电感电流，上管HS导通时，电感电流线性增大，输出电压（波纹）也增大。达到固定时间后上管HS关闭下管LS导通，电感电流线性减小，输出电压（波纹）也减小，一旦小于参考电压上管再次导通，重复上述过程，电路正常工作。如果输出滤波电容ESR太小，则输出电压（波纹）不能近似代表电感电流。上管HS导通时，电感电流线性增大，输出电压（波纹）可能反而减小。达到固定导通时间后，上管HS关闭下导LS导通，电感电流线性减小，输出电压（波纹）可能增大。这样就可能产生一个问题，当输出电压采样小于参考电压时，按理说上管HS应该开始导通固定时间，可实际上此时上管HS可能本来就处于导通状态。这样一来控制逻辑就乱了，电路无法正常工作。电解电容、固态电容、钽电容等ESR相对较大，相对适合用于COT电路。MLCC ESR相对较小，相对不适合COT电路。这只是定性的说法，并不是说所有的电解电容、固态电容、钽电容都能保证COT电路稳定工作，也不是说MLCC在COT电路里绝对不能使用。具体最小需要多大ESR才能保证电路稳定，有计算公式。感兴趣的朋友可以参阅有关资料，也可以跟帖讨论。
3.4 COT使用低ESR电容的技术与方法为了能够在COT电路中使用低ESR电容，各大芯片厂商提出了很多技术和方法，比如Type II纹波注入、RCC纹波注入等。陈科宏在《集成电路设计中的电源管理技术》一书中更是列举了六七种方法。这些方法的基本思想都是将芯片FB管脚的波纹信号增强，感兴趣的朋友可以参阅相关资料，这里不再罗列。这里只说一句，有的COT芯片把纹波增强电路集成到了芯片内部，所以这样的芯片可以直接使用低ESR电容。结果就是有的COT芯片不能使用低ESR电容，有的能使用低ESR电容。大一些的芯片厂商会在Datasheet、Application Note里说的清清楚楚，小厂商特别是国内厂商什么也不说，跟你打哑谜让你猜。。。
3.5 COT输出电压失调问题及解决回顾一下传统的电源芯片，不管是线性电源还是DCDC都行，输出电压的设定方法都是将输出电压通过两个电阻Rt和Rb串联分压，电阻连接点连接电源芯片FB管脚。假设参考电压为Vref，则输出电压为Vout=Vref*(1+Rt/Rb)，这个公式大家太熟悉了。 可是回头看一下图6并结合前边提到的COT控制方式工作原理会发现，COT控制方式输出电压为Vout=Vref*(1+Rt/Rb)+Vripple/2。其中Vripple为输出电压波纹的峰峰值，这里假设其为正负对称波型。这相当于输出电压有了失调（offset），并且波纹越大失调越大。为了消除这一失调电压，芯片厂商采用了很多技术，这里仅简单介绍一下电压二次方实时控制原理。 输出电压采样信号兵分两路，一路通过误差放大器AMP与参考电压Vref做差分放大，称为慢通道；另一路直接进入比较器CMP，称为快通道，与误差放大器输出信号Vea比较。其余部分与基础型COT相同。该死的误差放大器又回来了，有了误差放大器就需要补偿电路。消除失调电压的技术有很多种，大多使用了误差放大器。这也是PL56002虽然是COT控制芯片，却有误差放大器和频率补偿电路的原因。
3.6 COT技术小结总结一下，为了使COT电路能够使用低ESR电容，为了消除输出电压失调，不同的芯片使用了不同的技术，有些还是专利技术。结果就是COT控制方式产生了很多变种，具体某款COT芯片对输出滤波电容的ESR有什么样的要求，频率补偿元件参数如何计算需要具体情况具体对待。像ADI、TI这样的大厂商datasheet里会写得比较详细，还经常有Application Note指导，其它厂商则描述得很少，经常只言片语带过，应用时非常考验使用者的经验，非常让人头疼。频率补偿关乎到一个电源的稳定性和动态响应等许多参数，厂家说得越详细，用户就越能发挥电源芯片的性能，把产品做得越好，有利于提升芯片厂家的口碑。相反，厂家遮遮掩掩的什么都不说，用户自然不能很好的应用，必然归咎于芯片不行，影响芯片厂家的口碑。为什么厂家遮遮掩掩不愿意多说呢？这个问题想了很久没想明白。直到最近看鹰酱一些飞机近距离高清视频和驾驶仓内视频时突然明白了，虽然这些视频会泄露一些信息，但人家越的遥遥领先不怕别人抄。回到电源芯片也是一样的道理。
四、PL56002数控CV/CC同步Buck电路设计、制做、调试
4.1 官方参考电路好了，COT原理的故事讲完了，下边该用PL56002画电路图和PCB了，先看一下Datasheet里的参考电路。
4.2需要确认的几个问题：1. 输出电压（CV）、电流（CC）如何设置？ 2. 我用的电感、输出滤波电容不一定跟参考电路一样，补偿元件R15、C21、C20参数应该如何计算？ 3. 参考电路为两路输出，只需要一路输出应该如何处理？ 仔细阅读Datasheet后觉得应该是这样： 1. 如果VADJ、IADJ接模拟信号（不能超过2V），则（VADJ、IADJ代表管脚，Vadj、Iadj代表这两个管脚上的模拟电压） CV时输出电压Vout=Vadj*(1+R19/R18) CC时输出电流Iout=Iadj*40mV/Rcs 其中Rcs为输出电流采样电阻，CC时其两端电压为40mV。 如果VADJ、IADJ为PWM信号，则（Dvadj表示VADJ脚占空比，Diadj表示IADJ脚占空比） CV时输出电压Vout=Dvadj*2V*(1+R19/R18) 其中2V表示VADJ管脚信号被箝位到2V，即占空比100%时的参考电压。 CC时输出电流Iout=Diadj*40mV/Rcs. Datasheet里没有明确说是这样计算，但是给人感觉是这样。 2. Datasheet里提供的信息极为有限，本人没有任何idea。 3. 看PL56002内部功能框，感觉应该是电流采样电阻接CSP2、CSN2两个管脚，CSP1、CSN1接VBUS，但Datasheet里没有明说。 跟厂家沟通后，问题1、3得到确认，本人的想法是正确的。问题2厂家不愿意多说，只说是用参考电路中的参数。了解开关电源环路补偿的朋友都知道，频率补偿元件的参数要根据电感、输出滤波电容容量/ESR以及控制方式计算。对于厂家的说法我是不能完全苟同的，不过人家不说咱也没办法，遇到问题再说吧。
4.3 原理图设计
为了让数控板能实时显示输出电压和电流，这里使用了一颗高边电压采样芯片MAX4172。如果数控板不需要实时显示输出电流可以不焊MAX4172。
4.4 PCB设计GuidelinePCB布局布线，Guideline虽然没有明说，但话里话外都表明最好使用4层板。这个本人感觉有点奢侈，用的2层板。的其它方面按照Datasheet里的Guideline就好
4.5 第1版PCB参考电路里明确区分了PGND和AGND，所以我画板的时候对地平面做了分割，AGND、PGND及数控板地三者在输入滤波电容处汇合在一下，这是我理解的一点接地，结果后边调试的时候出了问题。
实物焊好后先不联数控板，此时VREF和IREF都是2V。
4.5.1 出现自激前边提到过，因为厂家没说补偿元件参数如何计算，所以为了保险起见，元件参数尽量与参考电路一致。 输出滤波电容C6选220uF/35V绿皮高频电解电容，220uF与参考电路相同，参考电路没有标注耐压。为什么要强调耐压呢？因为即使是同一品牌相同容量的电容，耐压不同ESR也不同。容量、ESR决定了传函零点的频率，与频率补偿息息相关。参数与参考电路一致有利于调试，官方没标我就没办法了。当然电容品牌参考电路上也没有标，我在网上看到了官方参考板照片，用的也是我这种绿皮高频电解电容。
电感参考电路取10uH，我取33uH/15A。取大一些电感峰值电流会小一些，多少有利于减少炸管。 上电，担心的事情果然还是发生了，自激了。耳朵可以听见电感有规律的滋滋声，万用表可以看到输出电压时高时低、时有时无。还好没炸管，赶紧拔电，波形就先不看了。 把电感换成10uH，与参考电路相同，上电还是自激。结合前边COT控制原理的介绍，猜测可能跟输出滤波电容有关。换成470uF/35V绿皮高频电解电容，空载上电后自激消失，有正常电压输出。
4.5.2 带载后翻车连上数控板后空载也正常，带载后发现输出电压随负载电流增大而迅速下降。输出5V，带2A负载后下降到4.5V。难道芯片有问题？或者是买到假芯片了？似乎不太可能。这款芯片发布好几年了，截止目前没有停产，怎么也得生产几十万片，真有问题早停产了。厂家的名字以前都没听说过，没有人会仿冒。思来想去只有一种可能，那就是地平面划分出问题了，负载电流大了以后，PGND和AGND出现了电位差，导致输出电压异常下降。
4.6 第2版PCB重新画板，这次使用4层板，PGND和AGND不再分割，底层和内1层做统一的地平面。CSP2、CSN2怕干扰，将其布在内2层，夹在两个完整的地平面避免干扰。顶层布不开的线也放在内2层。
重新焊板，这回带载后电压也正常了。
4.7开关节点SW振铃对了，忘了说了，这时候R2、C8没有焊。为啥没焊，因为网上的照片显示官方的参考板上也没焊。用示波器看下管栅极波形，是漂亮的矩形波，说明栅极电阻大小合适。再看上管栅极对地波形，有非常明显的振铃。
这么明显的振铃，通常是因为栅极电阻太小了。尝试加大上管栅极电阻，一直加到20Ω，振铃毫无变化。难道是上管栅极布线太长，分布电感太大？不应该啊，板子不大，布线很短，不可能，不可能。忽然想到不对啊，上管、下管型号相同，下管波形正常，上管波形不可能差这么多啊。这不一定是上管栅极波形的问题，也有可能是上管源极波形的问题。上管源极也就是开关节点SW，用示波器一看果然是这样，波形和栅极差不多，忘了抓图了。赶紧把上管栅极电阻恢复4.7Ω，查找SW节点振铃的原因。
4.7.1振铃产生机制SW节点振铃是同步Buck电路常见的问题，先简单描述一下振铃产生的机制。理想同步整流电路如下图所示
由于存在各种分布参数和寄生参数，实际的同步整流Buck电路是酱婶的
D1 和 D2 分别为 S1 和 S2 的体二极管，C1 和 C2 分别为 S1 和 S2 的漏源电容，Rbus和 Lbus为传输线上的寄生电阻和寄生电感，Rbulk和 Lbulk为大电容（一般为电解电容或 大容值的陶瓷电容）上的寄生电阻和寄生电感，Rsm 和 Lsm 为小电容（一般为陶瓷电容）上的寄 生电阻和寄生电感，Rboard、Lboard、Rloop和 Lloop为 layout 引入的寄生电阻和寄生电感，RDCR为电感的直流电阻。为了分析振铃现象，以 S2 关断、S1 开通为例，研究开关节点振荡的产生机制。
在此过程中，将电感等效为一个恒流源。S2 关断后，由于死区的存在，S1未开通，此时电感电流完全从 D2 中流过，如图 24 所示。S1 开通后，电感电流完全从 S1 中流过，如图 25 所示。此时，S1 可以等效为一个低阻值的电阻，C1 通过 S1 放电，C2 进行充电。由于 Lboard>>Lloop且 Lbulk>>Lsm，C2 的充电能量主要由 Csm来提供。因此，C2 的充电回路可以简化为图 26，Ron为S1 的导通电阻。图 26 可以等效为图 27 的 RLC 振荡电路，其中
因此，在 Csm对 C2 充电的过程中，C2 两端电压必然会产生振荡，并且寄生电感越大、开关速度越快、负载越重，振荡就越剧烈。
4.7.2振铃解决方法解决SW节点振铃的方法有三种： 1. 根据振铃的振荡频率，估算并选择合适的Csm，并在PCB布局时使Csm距离上管尽量靠近，并使布线尽量加宽，目的是减小布线的分布电感。落实到我的原理图上，也就是C4，这颗点容的布局布线完全没问题。这颗电容我选的是100nF 50V 0805 MLCC，按说这个电容封装越小越好，可是我手里MLCC 0805居多，0603规格很少，再加上这个电容的选择对振铃影响不是特别大，所以暂时没动。
2. 适当选择自举电容Rboot，落实到我的电路图中就是R7，10Ω已经不小了，再改优化余地也不大，所以也没动。 3. SW节点对地增加电阻电容串联组成的Snubber吸收电路，落实到我的电路图中就是R2、C8。先按官方参考电路取4.7Ω、1nF，焊好后SW节点振铃没有明显变化。那就加大用药量，直接把C8增加到3.3nF。再看SW节点波形明显改善，负载电流很小时稍有一点振铃，电流稍大一些时波形相当漂亮。再看上管栅极波形只有轻微振铃，说得过去了。见好就收，不继续调整了。
4.7.3 关键节点波形
看了一下输出电压波纹，5V/1A峰峰值大约70mV，COT控制方式本来就相对大一点。日后如果嫌大想折腾，再加一级LC组成派型滤波，波纹会小很多。
4.8 CC特性不是很理想有一点跟大家交行一下，测试表明CC特性不是特别好，当设置CC电流小于500mA时，CC时实际电流远小于500mA。大于500mA时效果还可以。这也不难理解，主观上虽然厂家列出了PL56002的很多应用场景，实际上主要还是面向充电器/充电头，这东西不需要太小的CC电流。另一方面，CC环使用了高边电流检测放大器，PL56002内部肯定集成了高边电流检测放大器。这东西只有美信、凌特、ADI这一级别的厂商做得比较好。国内几年虽然也有几家厂商推出了高边电流检测芯片，不过应用并不算广，说明性能一般。PL56002内部集成的高边电流检测放大器如果性能特别突出，厂家完全可以推出一款单独的芯片。
4.9 效率与MOS效率忘记测了，不过输出22V/4A时电感微温，MOS不烫后，效率应该还可以。忘了说了，我手里只有一个24V/5A的ACDC，为了留一定余量，本数控电源的最大输出暂定为22V/4A。等有了功率更大的ACDC继续测试。
我这选用的MOS是HYG015N04LSC2，耐压40V，电阻1mΩ，最大电流180A。事实求是的说这个MOS管有点大材小用了，选择的原因是价格便宜，1.1/pcs还包邮。 也曾试过另一款MOS HYG025N06LS1C2，这参数为60V/170A 2.2mΩ/3.3mΩ。这款MOS输出电容比HYG015N04LS1C2还小一些，按理说应该可用。不知道是买到假货还是别的原因，焊上后电路不能正常工作。
4.10 看看数控板说到这才想起来，数控板忘拍照了。懒得拍了，抓两张仿真图吧。
五、打样铝合金外壳
在线上画了个铝合金外壳，EDA基本上傻瓜式的，有视频教程，看看就会用。花了不到一天时间画完外壳，下单后一个多星期就做好了。上几张图大家欣赏一下。
全文完，谢谢大家。
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雷达卡
发表于 2025-7-9 11:28:54
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