廉价实用易复刻的耐压测试仪原理及制作

闻太师 · 发表于 2024-4-4 16:02:43

爱科技、爱创意、爱折腾、爱极致，我们都是技术控

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本帖最后由闻太师于 2024-4-11 15:59 编辑

一、序

玩电多年，陆陆续续买了一些电容。电解的耐压有没有虚标，无丝印的MLCC具体耐压大概又是多少？为了满足这一好奇心，需要一个耐压测试仪。耐压测试仪的原理并不复杂，一个高阻高压电源，外加一个电压表头就够了。DIY的痛点在于外壳挖洞，显示屏/数码管、按键、充电口、开关，这些都要在外壳上挖洞。本人多少有点强迫症，无法忍受多个模块之间的导线，也无法忍受铜挖得不整齐。本人习惯把整个电路做在一块或两块PCB上，这样一来对挖洞的精度要求更高了。为了少挖洞尽量不挖洞，结果有了本帖的内容，先上成品图。所有的洞都挖在面板上，不用自己动手。外壳本身除了IC紧锁座手柄需要开槽，别处完全无须挖洞。本人拍照水平一般，所有发光物体拍出来都有较大失真，实际效果要比照片好。

二、电路简介

整个电路分为高压发生（升压）电路、放电电路、电压显示电路、锂电池充电电路、锂电池电量指示电路几部分。其中高压发生（升压）电路、放电电路做在一块PCB上，称为核心板或主板；电压显示电路、锂电池充电电路、锂电池电量指示电路放在另一块PCB上，称为显示板或面板。后面你会发现，正是这样的划分，使外壳几乎无须挖洞。

2.1 核心板

2.1.1 升压电路

升压电路为flyback反激拓扑。MAX668为主控IC，Q1 AO3400为主开关管，TTRN-0630H为1：15升压变压器。R7、C5、D5组成尖峰吸收电路。R8、R9、R12组成电压反馈网络。D7、R15组成电流反馈网络。R20、C10、D9组成保护电路，防止MAX668被击穿。电阻R10控制MAX668输出的PWM波频率，200K电阻对应约250KHz。下拉电阻R16把MAX668 10脚SHDN#拉低，芯片禁用输出关闭。自锁型双刀双掷开关（8.5x8.5mm）用于切换电路工作状态，按下时MAX668 10脚SHDN#上拉为高电平，芯片使能，升压电路工作。

MAX668内部基准电压Vref为1.25V，DUT未插入IC紧锁座时，输出电压为Vout=Vref*(1+(R8+$9)/R12)=195V，略小于200V。此时为恒压状态。后文在不特殊说明的情况下，均称其为200V。电路在负反馈作用下，FB点维持在1.25V。当DUT插入时，电流在R15上产生电压降，当R15对地电压达到达到1.25+Vd7时，二极管D7导通，此时电路进入恒流状态。Vd7为二极管D7正向导通电压，约为0.6V。按电路中元件参数，恒流值为（1.25V+0.6V）/1.6K=1.16mA。

2.1.2 放电电路
双刀双掷开关SW1抬起时，MAX668 10脚SHDN#被R16拉低，升压电路停止工作。同时DUT+与放电电路接通，放电电路工作。简要描述一下其工作原理。DUT+通过R19、R18对Q2 G极电容充电，当Vgs达到阈值时Q2导通。DUT+通过Q2 漏极源极、R17形成回路，DUT放电。当R17两端电压达到约0.6V时，Q3导通，抑制Q2 Vgs上升，使R17两端电压维持在约0.6V。如果流过R17的电流增大，则Q3 Vbe上升，集电极电流增大，R19、R18电流增大，R19、R18两端电压增大，Q2 Vgs减小，Q2漏源电流减小，R17电流减小。反之依然。放电电流约为0.6/R17，按照图中电路参数，放电电流约为60mA。

2.2 显示板

2.2.1 ICL7107供电电路

ICL7107需要±5V双电源供电，单节锂电池供电需要升压和负压。SX1308一颗芯片同时完成升压和负压。U2、L1、R3、R5、D2、C6等组成Boost电路，产生+5V电压，其原理无须过多解释。C1、C2、D1、D3组成负电压电荷泵电路，产生略低于-5V电压。稍微解释一下其工作原理。SX1308 1脚SW输出高电平时，D3导通、C1充电，电压为左正右负。SW输出低电平时，C1左边接地，右边为负电压，D1导通，C2充电。需要说明的是，SW输出的高电平不是SW1308的+3.7V供电电压。而时Boost输出的+5V电压，加上D2的正向导通电压。空载时，电荷泵输出的负电压（的绝对值）为5V加上D2正向压降，再减去D1和D3的正向压降，所以略低于-5V。正电压有稳压，负电压没有稳压。

2.2.2 ICL7107电压表头电路

U9、R10、R12、R14、R19组成外置基准电路，产生1V基准电压。R16、R17、R18组成1%分压电路，用于把DUT+的 0~200V电压转换为0~2V，输入到ICL7107正信号输入脚INHI。R8、R9、R11组成另一个1%分压电路，用于把DUT-分压后输入到ICL7107负信号输入脚INLO。D4用于限制数码管亮度。J2是起跳线作用的3个焊盘，无须焊接。数码管为自制，后文会详细说明。其它元件都是ICL7107必须的，无须多言。如须进一步了解，请查ICL7107手册。

2.2.3 充电和电量指示电路

这部分没太多好说的，电路基本上固定的，照抄即可。唯一要说的是锂电池电量指示芯片，本人用的是HM1160。其丝印是60AA，同样丝印的还有IN60、HX70、YBR60AA，应该都差不多。

2.3.4 PCB展示

闻太师 · 发表于 2024-4-17 11:28:42

本帖最后由闻太师于 2024-4-17 16:54 编辑

请不要再喷自制数码管的显示效果了，显示效果确实是比专业的数码管略差，但没有照片这么差。这很大程度上是拍照技术问题，作为对比，当时特意拍了张电表。

石墨 · 发表于 2024-4-4 16:14:41

刚看了这个帖子测个压敏电阻

楼主就开源了，高手

闻太师 · 发表于 2024-4-4 16:19:21

三、设计中的一些考量
这部分内容比较长，没兴趣的朋友可以跳过。

3.1 高压发生电路方案的考量

一个专业一点的耐压测试仪，电压通常需要达到数千伏，比如常见的3000V。对于普通电子爱好者，通常用不到那么高的电压，一般来说一二百伏也就够了。当然，如果你经常玩ACDC开关电源、电蚊拍、电子脉冲电火器之类的另当别论。锂电池供电，升一二百伏有很多方案可以选择，比如震荡电路+升压变压器，DCDC Boost都可以。震荡电路+升压变压器方案通常需要自己绕制变压器，且不易做成恒流型，故放弃。为啥非要做成恒流型，因为测电容耐压速度快，稍微了解一下RC电路的都能明白。Boost电路升压通常不超过10倍，单节锂电池最低电压按3V算，需要两级升压才行。两级升压也能做成恒流形式，但输出电压范围会收到限制，因此也放弃。flyback反激电路可升压，也可降压。不过变压器通常也需要自制，因此一开始本人是比较犹豫的。

网上闲逛的时候无意中看到一个SX1308 flyback电路，用的是成品变压器（oshwhub.com/tomiaaa/SX1308-Flyback）。变压器是东洋产的闪电灯变压器，采用EE5.0磁芯，升压比1:10。最重要的是该变压器便宜还包邮，SX1308也是我熟悉的芯片，还便宜，一下子兴趣就来了。然而计算（计算方法后边会说）后发现1:10的升压比，做不到3V升200V。为啥非要升200V，因为200V是常见的3位半、4位半电压表的标准量程之一。搭建实际电路也证实输出电压只能达到170~180伏。这个电压也够了，不过这样就没什么挑战了。幸运的是在网上找到了一款1:15的闪光灯变压器，同样是体积小巧，且便宜包邮。有朋友想买的话请在某宝搜EE5.0 1:15 闪灯灯之类的关键字。我没找到这款变压器的手册，好在卖家描述里提供了一部分参数。

拿到这款变压器后马上开始测试，电路可以正常工作，输出电压也能达到预期，只是通电没一会变压器就烫手。输入3V，输出200V 1mA，功率这么小就烫手。SX1308的开关频率是1.2MHz，我只能怀疑变压器在1.2MHz下的损耗太大。而SX1308的频率能不能调节，只能换控制芯片了。

网上闲逛发现好多开源的辉光管升压模块，单节锂电池供电，输出170V，且也是用的类似的东洋闪光灯变压器。主控大体分为MAX668和LM3841两种，电路大同小异。查了一下价格，MAX668最便宜的才2元左右还包邮，LM3841则贵一些。就选MAX668了。电路搭好了先把MAX668的开关频率设为500KHz，变压器还是用我之前买的TTRN-0630H。实验发现变压器稍有点热但不烫手，把频率改为250KHz手再试，基本不热了。频率再高点应该也没事，我懒得试了。

3.2 保护电路的考量

高压发生器最开始是没加保护电路的，电路图长这样子。

为了说明问题，这里再说明一下恒流原理。先插入DUT，锁紧IC紧锁座，再按下测试按钮，MAX668开始工作，电流流过DUT和R15。当DUT-电压超过1.25+0.6=1.85时，D7导通，FB点电压上升。MAX668 5脚检测到以后减小占空比，输出电流减小，R15电压下降，使FB点电压维持在1.25V。当DUT电流减小时，R15电压减小。当DUT-电压低于1.25+0.6=1.85时，D7截止。在R8、R9、R12的反馈作用下，输出电压必然升高，DUT电流增大。所以通常情况下DUT的电流会稳定在1mA多一点（确切的说是不超过1mA多一点），FB点电压稳定在1.25V。看起来没什么问题。测试好像也没发现什么问题。然而玩着玩着，突然烧坏了一片MAX668。开始没太在意，以为是个意外。可是没多久又烧坏了，经过一番分析，终于找到了原因。

假如先按下测试按钮，再插入DUT会怎么样呢？按下测试按钮，MAX668工作。因为没插DUT，没有电流流过R15，DUT-为零，D7截止。在R8、R9、R12的反馈作用下，输出200V电压。此时插入DUT，假设是电容。因为电容电压不能突变，瞬间相当于短路。此时200V电压全部加在R15上。FB点电压也会瞬间达到近200V。而MAX668 5脚能承受的电压极限是6V。结果就是MAX668立马被击穿，DUT也可能会烧坏。如果DUT是二极管呢？因为二极管正向压降只有0.6V，MAX668同样会击穿。就算DUT是稳压二极管，压降最多几十伏，情况好不到哪去。这是一个巨大的缺陷，必须采样保护措施。

本人最开始的想法是在MAX668 5脚对地并联一只TVS，吸收一部分电压冲击，使MAX668有时间反应。然而查了一下常见的TVS手册，结果很失望。TVS工作电压越低，漏电电流越大。本人能找到的TVS最低工作电压是3.3V，漏电电流为百微安级，这会严重影响电路正常工作。TVS不行，只能想到稳压二极管了。稳压二极管的问题是相应速度慢，据说是微秒级。也就是说从200V的电压出现，微秒级的时间后到稳压二极管才能嵌压。结果是在其嵌压之前，MAX668就已经击穿了。本人特意查了一下常见的稳压二极管手册，均没有找到响应时间之一参数。业余条件下又没有条件测试，只能根据道听途说，按微秒级的响应时间设计电路了。稳压二极管响应速度慢，咱就通过RC延时电路，稍微拖延一下时间。保护电路见下图中的红圈。按图中元件参数，可以延缓微秒级的时间，使200V的电压不会一下子加在MAX668 5脚，进而有足够的时间做出反应，恒定输出电流不至于过压。R20、C10参数本人取得比较猛，这么大的数值出现在反馈电路里通常影响电路的稳定性，这一点后边会做分析。不怕烧芯片的朋友可以把R20、C10的数值减小一些试试。

稳压二极管D9的选型这里简单分析一下。因为MAX668 5脚能承受的电压极限是6V，所以稳压二极管必须选6V以下的。表面上看，1.25V以上，6V以下都差不多。实际上太高不行，比如5.6V，因为有误差，实际的稳压值可能接近或超过6V，起不到保护作用。那低点行不行，比如3.3V？也不太好。仔细观察稳压二极管的手册会发现，其与TVS有类似特性，也是稳压值越低，反向漏电电流越大。下图是SML47xx系列塑封稳压二极管参数，3.3V的漏电电流高达100uA，而11V的才0.1uA。

另外玻封稳压二极管，漏电电流通常比塑封的小，如下图中ZMM系列玻封稳压二极管，玻封ZMM5V1的漏电电流，25度是为0.1uA，125度是2uA。而上图塑封的SML4733A，同样是5.1V，漏电电流却高达10uA。比较之下，D9最终选择了ZMM5V1。

3.3 高压发生电路稳定性的考量

如前文所述，数值较大的保护元件R20、C10，在反馈网络里会形成附加的零和/或极点，通常会影响整个反激电路的稳定性。另外反激电路通常需要做环路补偿，这里并没有做，会不会引导起不稳定，现在简要分析一下。电流反馈型反激电源功率级传递函数波特图如下所示。注意下图中红色曲线只是示意图，具体形状需要根据图中左下角的公式代入相应参数计算。公式中所需的某些参数，MAX668手册中并未提供，只此这里只能做定性分析。还有，图中的零极点频率、增益等数值还会随负载等参数变化，不是常数。

要分析其环路稳定性，还需要画出其反馈函数β波特图。假如电路中没有R20、C10这两个元件，则反馈电路为纯电阻网络，反馈函数β=R12/(R8+R9+R12)=0.0064。用分贝表示为β=20*log10(0.064)=-44dB，基波特图如下，蓝色表示β。

环路传函数为功率级传递函数与β相加，在波特图上表现为功率级传递函数曲线下移，如上图中黄色所示。黄色曲线与0dB线以-20dB/dec斜率相交，由负反馈理论可知，系统是稳定的。黄色曲线与0dB线交点处的频率即为穿越频率。可见其值很小，系统带宽很窄。带宽窄意味着动态响应差。对通用电源来说，这是很糟糕的。不过对本应用来说够用了。R20、C10的加入，必然会在β中产生附加的零极点（零极点的计算见后文），而实际测试表明系统是稳定的，那只能说明穿越频率很低，附加的零极点都在穿越频率之外，故不影响系统稳定性。
熟悉反激电源的朋友一定会问，为什么常见的光耦反馈型反激电源都做环路补偿呢？

上图为典型的光耦反馈型反激电源传函波特图，图中黑色为功率级传函，蓝色为反馈函数β，黄色为环路传函。仔细观察蓝色曲线会发现几点：
（1）曲线中有一个原点极点，一个零点，一个极点。这是做补偿用的。
（2）曲线中段是正值（而本应用中是负值）。这是因为光耦及外围元件有增益。曲线中段是正值，会使环路传函曲线总体会上移，与0dB线交点右移。如果β函数中没有那些零极点，环路传函与0dB线交点就不一定是是-20dB/dec。可见这种情况必须做环路补偿，一方面稳定系统，另一方面展宽系统带宽，改善动态响应。对于通常电源来说，这是必须的。而本应用中，反激电源工作在特定环境，无须补偿。

3.4 ICL7107供电和基准源的考量

ICL7107在基准为0.1V时可以单电源工作，不过本人担心过低的基准会降低信噪比影响读数精度，故选择了1V基准源，这就得用正负双电源了。手册里只是说ICL7107需要±5V供电，并没有说最低允许的电压是多少。而手册里给的负电源参考电路是个电荷泵，5V输入只能输出-3V多。这给本人的感觉是只要正负电源的总电压达到一定数值，ICL7107就能正常工作。按这个思路，锂电池不做升压，直接为ICL7107提供正电压，并产生一路稳定的-5V应该也能正常工作。负电压电荷泵通常没有升压和稳压的功能，因此只能考虑DCDC方案。常用的负电压的DCDC芯片并不多，本人知道的也就是MC34063了。而MC34063最高频率才100KHz，通常也就几十KHz，需要的外围电感、电容体积较大。因为正电压低于5V，还不确定ICL7107一定能正常工作。相比之下，SX1308频率高，外围电感、电容体积较小。组成Boost+负电压电荷泵，元件个数没比MC34063多几个，显然是更好的选择。有人会说，开关电源会对ICL7107造成干扰，影响性能。这个问题无须多虑，因为网上售卖的ICL7107电压表头，其负电压都是基于电感工作的。能大量售卖的东西，性能不一定好，应付一般应用也够了。为了减小开关波纹的影响，电路里还是增加了L2、L3，抑制波纹。后续的实践也证明，这个供电电路没有对ICL7107的性能造成明显的影响，读数足够稳定。

ICL7107内部有一个约6.2V左右的基准。一方面这个“约”到底是有多大误差手册没说，本人又不想用电位器手工调整。另一方面手册里说数码管的电流较大，影响基准性能。再者TL431才几分钱，索性直接用外置基准了。通常TL431的限流电阻接在阴极，这里却接在了阳极（R19），为何？

3.4 ICL7107共模输入的考量

手册里说，ICL7107的负信号输入脚INLO，单端输入时接地；差分输入时接负信号输入同时最好接COM脚（40脚），以便消除共模信号。一般的应用，电压表头和被测电路不共地，INLO接COM没问题。本应用电压表头和高压发生电路共地，INLO接COM会影响电路正常工作。因此INLO即不能接地，也不能接COM。好在INLO连接分压后的DUT-，共模电压不大，且ICL7107本身有86dB共模抑制比，共模电压对读数精度影响不大。

四、组装

按电路图焊好元件，分别调试好核心板和显示板，有几点这里说明一下。
（1）用0805 LED配合PCB开槽，实现数码管。PCB按数码管8字型开槽，LED发光面超下，反向焊。

PCB的另一面贴上导光膜。有条件可以贴专业导光膜，没条件找透光不透明的材料也可，比如白纸、不干胶、白胶带等都可以。
（2）USB插座倒栽葱插入焊盘，并焊在焊盘上。USB插座纯铜引脚易断，从废板上切下焊盘焊在USB插座上做转接，没有的话直接连线也可以。

（3）IC紧锁座引脚不够长，为此在画PCB的时候，在其原焊盘外侧多画了两排焊盘。找一块空板，切下IC紧锁座部分做为转接板，延长管脚。

（4）找块空的核心板，用双面胶将电池粘上，做为电池支架。用电钻把顶部两2个2mm的焊盘扩到3mm。本人用的电池是小米1S手机用的飞毛腿电池，只用了一年就下岗了。珍藏了10年，电力依旧强悍。

（5）将显示板、核心板、电池支架，下端用香蕉座自带螺丝固定在一起。

核心板上端用M2铜柱做支撑柱，再套上塑料隔离柱，用来支撑电池支架。

（6）找一个F4型接线盒做为外壳，扔掉盖子，将四周凸起部分铲平，IC紧锁座对位位置开槽。底下四个固定柱内侧切掉一半，中间贴好泡沫缓冲胶，做为电池舱。

（7）将固定好的三块板子放入外壳，用M4平头螺丝固定。打开开关电源，按下测试按钮，显示空载电压197V，理论值约195V，可知满量程误差约1%。

好像忘了展示焊好的PCB，这里补上。

闻太师 · 发表于 2024-4-4 16:24:15

补充
这部分也比较长，不感性兴的可以跳过

5.1 计算给定变压器最高输出电压

专业开关电源设计，其流程是根据给定的输入输出电压电流，设计变压器。这里相反，变压器是指定的，购买之前需要计算能否满足给定的输入输出电压电流。反激电源有CCM、DCM两种工作模式，不同模式输出电压与输入电压对应关系不同，需分别计算。
CCM、DCM临界也须计算出来，以判断工作模式。
CCM、DCM临界方程为2*Lm*fs/R = N^2*(1-D)^2。
CCM稳态电压增益为M = Vo/Vi = D/(N(1-D))。
DCM稳态电压增益为M = Vo/Vi = D/sqrt(2*Lm*fs/R)。
式中Lm为变压器初级线圈电感，fs为开关频率，R为负载电阻，N为变压器初级与次级匝数比，D为占空比。解方程1可求出负载R的临界值，负载电阻大于此值为DCM模式，小于此值为CCM模式。

本应用中给定参数为，最低输入电压3V，输出最高200V/1mA。200V/1mA对应负载电阻200KΩ。为留出富裕量，取200V/2mA=100kΩ。根据电路图，反馈电阻为R8+R9+R12=1.3MΩ+1.2MΩ+16KΩ=2.516MΩ，即空载时负载电阻为2.516MΩ。MAX668最大占空比的最小值为0.85。TTRN-0630H变压器N=1/15，Lm=20uH，fs=250KHz。根据上述信息，写出MATLAB代码，分别计算出CCM/DCM临界负载电阻R，CCM模式100K负载电阻对应占空比D，也计算出DCM模式负载电阻在一定范围内对应的占空比D。如果占空比小于0.85并有一定富裕量，则认为该变压器可以满足需求。

% 画flyback电路占空比D与负载电阻R关系曲线

clc; clear;
M = 200/3;             % Vin=3V,Vout=200V
fs = 250e3;             % 开关频率250KHz
Lm = 20e-6;             % 变压器初级电感20uH
R = 3000 : -10 : 100;
R1 = R*1e3;

% DCM模式，依据：M = D/sqrt(2*Lm*fs/R) M为flyback增益(Vout/Vin)
% Lm为变压器初级电感，fs为开关频率
D = M*sqrt(2*Lm*fs./R1);
plot(R, D);
xlabel('负载电阻(kΩ)');
ylabel('占空比');

% 计算100KΩ负载电阻对应的占空比
D1 = M*sqrt(2*Lm*fs/100e3);
fprintf('100KΩ负载电阻对应的占空比D=%f\n', D1);

% 计算flyback CCM/DCM边界
% K = 2*Lm*fs/R = N^2*(1-D)^2;
N = 1/15;
Dmax = 0.85;
R2 = 2*Lm*fs/(N^2*(1-Dmax)^2);
fprintf('CCM/DCM边界 R = %f\n', R2);

运行以上代码，得到结果

可见，CCM/DCM临界负载电阻为100KΩ，本应用中工作模式为DCM，且占空比有足够富裕量，TTRN-0630H这款变压器满足需求。

5.2 高压发生电路保护元件产生的零极点计算

根据电路图可知，R20、C10连接点为反馈信号。R20、C10串联后与R12并联，再与R8、R9串联。传递函数β为C10对地电压与R8上端对地电压之比。为了求出C10对地电压，可设R8上端对地电压为1，根据电路结构可求出FB点对地点压，再根据FB点对地点压即可求出C10对地电压。因为假设R8上端对地电压为1，所以此电压就是β。为了避免枯燥繁琐的分式多项式整理，用Maxima辅助整理，写出脚本：

/* 耐压测试仪V2反激电路反馈网络零极点计算 */
Xc10 : 1/(s*C10);       /* C10复阻抗 */
Xs1 : R20+Xc10;       /* R20与C10串联复阻抗 */
Xp1 : R12*Xs1/(R12+Xs1); /* R20与C10串联，再与R12并联的复阻抗 */
Xs2 : R8+R9+Xp1;       /* R20与C10串联，再与R12并联，整体再与R8、R9串联的复阻抗 */
Vfb : Xp1/Xs2;          /* FB点对地电压 */
beta : Vfb*Xc10/Xs1;    /* C10对地电压，即β（因为设定R8上端对地电压为1）*/
beta1 : ratsimp(beta); /* 对β整理化简 */
n : num(beta1);       /* β分子 */
d : denom(beta1);       /* β分母 */
solve(n, s);          /* 求零点 */
solve(d, s);          /* 求极点 */

运行脚本得出β传函数：
31β.png

该传函没有零极，有一个极点：
32极点.png

手工整理得：(R8+R9+R12)/{C10*[(R12+R20)*(R8+R9) + R12*R20]}
用MATLAB代入元件参数
clc;clear;
R8=1.3e6;
R9=1.2e6;
R12=16e3;
R20=100e3;
C10=100e-9;
(R9+R8+R12)/((C10*R20+C10*R12)*R9+(C10*R20+C10*R12)*R8+C10*R12*R20)

得出极点频率为86.2826，这是角频率，除以2π才是Hz，有点恐怖，我是不是算错了！？

6.3 高压发生器MOS管漏源峰值电压计算

反激电路主MOS管断开时，其漏源承受的峰值电压Vds由3部分组成，Vinmax、Vor、Vspike。

Vinmax为最高输入电压，本应用中为4.2V。Vor为变压器次级反射到初级的电压，其值为Vor=(Vo+Vd)*N。Vo为输出电压220V，Vd为整流二极管压降，N为变压器初级与次级匝数比。计算得Vor=13.3V。Vspike为变压器初级漏感Lleak与MOS漏源寄生电容Coss谐振产生的尖峰电压。Vspike=sqrt(Lleak/Coss)。TTRN-0630H初级漏感Lleak为700nH，AO3400漏源寄生电压Coss为100pF。代入参数得Vspike=84V。MOS管承受的峰值电压Vds=4.2+13.3+84=101.5V，远超AO3400漏源极限电压30V，必须加尖峰吸收电路。网上开源的辉光管升压电路几乎都没有尖峰吸收电路，本人认为应该加上。

5.4 反激变压器发热问题

前边说过，TTRN-0630H这颗变压器，频率1.2MHz时特别烫手、500KHz时微温、250KHz时几乎不热。开始本人以为是其磁芯不适合高频，将其初级当电感接入XS1308 Boost电路，次级悬空，结果变压器几乎不热。然后做了一些对比。
当变压器用时迅速烫手，频率1.2MHz，输入3.5V。输出200V*1mA=0.2W，忽略效率输入电流为57mA。
当电感用时不热，频率同样1.2MHz，输入3.5V。输出7V*220mA=1.54W，忽略效率输入电流为440mA。
变压器发热说明损耗高，损耗分为铁损和铜损。铁损为磁芯损耗，铜损为线圈直流电阻损耗和趋肤效应损耗。
磁芯损耗与频率f，磁通摆幅△B，磁芯体积有关。同一个变压器，磁芯体积是一定的，同样是频率1.2MHz，当变压器用发热，当电感用不热，只能是磁通摆幅△B不同。
而△B=L*△I/(N*Ae)。式中L为电感，△I为电流摆幅，N为线圈匝数，Ae为磁芯面积。稳定状态时，变压器磁通增量和减量应该相等。初级线圈导通时磁通增加，次级线圈导通时磁通减小。因此用初级线圈参数即可算出磁通摆幅△B。不管是做变压器用还是做电感，磁芯面积Ae、线圈匝数N，电感L都是一样的。这样磁通摆幅△B只与电流摆幅△I有关。当变压器时输入电流为57mA，当电感时为440mA。这两个值虽不能等价于电流摆幅，可也应该与电流摆幅密切相关。那问题就来了，当电感用时电流摆幅大却不发热，当变压器用时电流摆幅小却发热。难道发热主要是由次级线圈的趋肤效应引起的？可主观感觉1mA电流，趋肤效应也不至于让变压器烫手吧，这得多大的损耗啊！再有，如果真是趋肤效应导致，那次级线圈只会比磁芯更热。磁芯都烫手了，线圈是不是快烧了！本人大脑里的CPU也快干烧了，熟悉反激变压器的朋友说说。

5.5 常见问题

Q1. 耐压试仪原理
Q2. 测耐压会不会损坏DUT本人不是相关领域专家，只能给出通俗但不严谨回答。
A1. 可以把DUT（比如电容）当成PN结或稳压二极管，当其两端电压小于耐压值时绝缘电阻很大。当电压接近耐压值时绝缘电阻迅速变小，漏电电流迅速增大。此时为软击穿状态，如果不限制电流，DUT便硬击穿而烧坏。所以一个高内阻高压直流电源，配合电压表头，便是简单的耐压测试仪。漏电电流的取值将影响耐压值的测量结果。至于漏电电流多大合适，不同的元件应该有不同的要求。本应用取1mA多一点是为了照顾爱好者常用元件，不一定适合专业测量。
A2. 钽电容过压会起火燃烧。LED反向过压会不会损坏与具体元件有关。比如，m3直插LED：红色、黄色反向过压没问题，绿色、蓝色反向过压必烧。

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